MOS管驅動電流估算是本文的重點，如下參數：
有人可能會這樣計算：
開通電流
Ion=Qg/Ton=Qg/Td(on)+tr，帶入數據得Ion=105nc/(140+500)ns=164mA
關斷電流
Ioff=Qg/Toff= Qg/Td(off)+tf，帶入數據得Ioff=105nc/(215+245)ns=228mA。
于是乎得出這樣的結論，驅動電流只需 300mA左右即可。仔細想想這樣計算對嗎？這里必須要注意這樣一個條件細節(jié)，RG=25Ω。所以這個指標沒有什么意義。
應該怎么計算才對呢？其實應該是這樣的，根據產品的開關速度來決定開關電流。根據I=Q/t，獲得了具體MOS管Qg數據，和我們線路的電流能力，就可以獲得Ton= Qg/I。比如45N50，它在Vgs=10V，VDS=400V，Id=48A的時候，Qg=105nC。如果用1A的驅動能力去驅動，就可以得到最快105nS的開關速度。
當然這也只能估算出驅動電流的數值，還需進一步測試MOS管的過沖波形。在設計驅動電路的時候，一般在MOS管前面串一個10Ω左右的電阻（根據測試波形調整參數）。
這里要注意的是要用Qg來計算開啟關斷速度，而不是用柵極電容來計算。
MOS管驅動電流估算講了，下面講講MOS管開通過程：
開始給MOS管Cgs充電，當電壓升到 5V時，Id流過一定的電流。繼續(xù)充電，Id越來越大，但還沒完全導通。當Id升到最大電流時，Id不再變化，Cgs也不再變化。
這時輸入電壓不給Cgs充電，而是給Cgd米勒電容充電，然后MOS管完全導通。
MOS管完全導通之后，輸入電壓不再經過米勒電容，又繼續(xù)給Cgs充電直到Vgs等于輸入電壓10V。
圖中 Vgs輸入電壓保持不變即Qgd階段，輸入電壓不給Cgs充電，而是給Cgd米勒電容充電。這是MOS管固有的轉移特性。這期間不變的電壓也叫平臺電壓。
此時，MOS管的電流最大，電阻最大，根據P=I*I*R，此時管子消耗的功率最大，發(fā)熱最嚴重，所以盡可能讓平臺電壓工作的時間很短。
一般來說，耐壓等級越高，MOS管的輸入電容越大，反向傳輸電容Crss越小，米勒效應也相應減小。
MOS驅動的幾個特別應用
1、低壓應用
當使用5V電源，這時候如果使用傳統(tǒng)的圖騰柱結構，由于三極管的be有0.7V左右的壓降，導致實際最終加在gate上的電壓只有4.3V。這時候，我們選用標稱gate電壓4.5V的MOS管就存在一定的風險。同樣的問題也發(fā)生在使用3V或者其他低壓電源的場合。
2、寬電壓應用
輸入電壓并不是一個固定值，它會隨著時間或者其他因素而變動。這個變動導致PWM電路提供給MOS管的驅動電壓是不穩(wěn)定的。
為了讓MOS管在高gate電壓下安全，很多MOS管內置了穩(wěn)壓管強行限制gate電壓的幅值。在這種情況下，當提供的驅動電壓超過穩(wěn)壓管的電壓，就會引起較大的靜態(tài)功耗。
同時，如果簡單的用電阻分壓的原理降低gate電壓，就會出現輸入電壓比較高的時候，MOS管工作良好，而輸入電壓降低的時候gate電壓不足，引起導通不夠徹底，從而增加功耗。
3、雙電壓應用
在一些控制電路中，邏輯部分使用典型的5V或者3.3V數字電壓，而功率部分使用12V甚至更高的電壓。兩個電壓采用共地方式連接。這就提出一個要求，需要使用一個電路，讓低壓側能夠有效的控制高壓側的MOS管，同時高壓側的MOS管也同樣會面對1和2中提到的問題。在這三種情況下，圖騰柱結構無法滿足輸出要求，而很多現成的MOS驅動IC，似乎也沒有包含gate電壓限制的結構。
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